技术干货周刊奉上（逆变器偏置电流EMC）

  下垂控制通过模拟同步发电机的自同步和电压下垂特性，能轻松实现多个逆变器的无通讯并联。只需采样各个逆变器的输出电压和电流，根据下垂控制策略就能实现多逆变器模块的同步，均流运行。

  下面是来自《一种微电网多逆变器并联运行控制策略 张庆海》关于下垂控制讲的比较清晰易懂的部分，我们大家可以先来了解一下基本的原理。

  看完论文后通俗的讲，下垂控制就是随着负载增大后根据下垂系数各自改变各自的输出幅度和相角，来实现P和Q的均分。但是随着采样和线路阻抗的原因，一定会影响均流性能，这都是后续要讨论的话题。在这里只聊聊最基本的下垂控制实现哈。

  所以单相电网也可以借鉴这个算法，只需要在虚拟出一个正交的beta出来，所以能使用sogi的方法得到，也可以直接用微分器重建一个正弦波出来……

  我们最常见的同相放大电路，反相放大电路如下图，理想情况下，在输入为0时，输出应该也是0。但是现在是非理想的，放大器有偏置电流Ib，这会造成输出就不为0了。依据电路的叠加原理，当输入为0时，这个输出不为0的电压就是偏置电流引起的误差。

  输入为Vin=0时，不论是同相还是反相放大电路，最终的电路都变成了下面这个：

  现在考虑偏置电流的影响，因为同相端和反相端的偏置电流可能并不相同，同相端的电流用Ib+表示，反相端的偏置电流用Ib-来表示，我们来求一求输出电压Vo是多少。

  显然，流过同相端的电流等于流过电阻Rp的电流，因电阻Rp左边接gnd，容易得到，同相端的电压vp就是电阻Rp的电压，假定电流方向向右，因此Vp=-( Ib+) *Rp。

  我计算偏置电流的影响的时候，就先不考虑运放失调电压Vos的影响，那么根据虚短很容易就能求得Vo的表达式，具体过程如下图：

  不过这个Vo的公式也看不出啥来，我们应该将其转化一下，因为一般放大器手册中标注的参数是Ib和Ios，而不是我上面写的Ib+和Ib-。

  我们上一节已经知道了Ib和Ios的关系，那么就可以将Ib+和Ib-用Ib和Ios来表示……

  无线电骚扰特性用于保护车载接收机的限制和测量方法（等同于国际标准CISPR25）用于考查汽车及其零部件产生的各种电磁骚扰对车内无线接收机的骚扰程序，并对骚扰以限制形式加以限制。

  辐射类骚扰通常分为RE（Radio Emission）-辐射骚扰测试，CCE(Current Conducted Emission)-电流法传导骚扰测试，VCE-电压法传导骚扰测试，今天我们要讨论的CCE测试，CCE测试目的是测量EUT电源线束和信号线束对外的连续骚扰，试验过程在电波暗室中进行。

  我们知道EMC整改分为干扰源，干扰路径，扰源。对于辐射类问题，最主要是确认干扰源和干扰路径，确认了干扰源，能够最终靠展频，跳频（频率切换，避开测试严重的频段，特别是对于DCDC电源），RC吸收电路，法拉第屏蔽笼等方法处理，确认了干扰路径，可以从“堵”或者“疏”的角度处理，“堵”包括信号线/电源线选择性串联电阻，磁珠，电感等元器件，容性耦合和感性耦合的可考虑增加干扰源和耦合路径的距离，减小有效面积，改变板材介电常数，对外辐射的可优先考虑选用屏蔽罩等处理办法。

  车载产品在进行CCE测试时，发现50mm和750mm处，27.12MHz测试超标12db，如图1所示：

  1.可以将产品和线束一分为二看待，之所以要这样处理，是因为一分为二后，如果判断来源于线束传导辐射，能够迅速选用磁珠，电感和共模电感进行应对（暂抛开物料成本），如果线束端处理不效果不明显，可进一步考虑产品端的，确认干扰源，干扰路径后处理。判断干扰来自哪些线束，测试样品CCE共有四根线束，电源，GND和CANH，CANL。我们将线束分成两组，电源和GND一组，CANH和CANL一组，测试结果如下图2和图3所示：

  从上图能够准确的看出，同时测试电源和GND线束时，测试结果仍然超标11db，测试CANH和CANL线束，能够最终靠测试。

  2.确认干扰是共模干扰还是差模干扰。因为这涉及到我们选用共模抑制还是差模抑制，同时测试两根线束超标说明两者之间一定存在共模干扰，针对这个频点，单独测试这两根线束，观察这个频点的能量是否一致，如果一致则说明是共模干扰，如果不一致，说明存在差模干扰。我们分别测试这两根线dbuA,数值很接近，说明是共模干扰。

  3.对共模干扰进行抑制，最常用的就是用共模电感，目前端口部分的设计如图6所示，目前已经预留了共模电感，但是效果不是很好，可能的原因是需要27MHz阻抗更高的共模电感，我们分析元器件规格书图7，发现对应110型号在27MHz时共模阻抗是1000Ω，对应频段的101共模阻抗是16000Ω，选用101型号的共模电感重新进行电流法测试，能够最终靠电流法测试，结果图8所示……

  最近在整理电感的内容，忽然就有个问题不明白了：寄生电感怎么来的呢？一段直直的导线怎么也会存在电感，不是只有线圈才能成为电感吗？

  想到以前看的书，这个寄生电感的存在大家都默认是有的，貌似也没有人怀疑这样的一个东西是真的存在吗（还是只有我没怀疑）？说到芯片，就是引脚寄生电感，走线长点，就是引线电感这么多东西，说到传输线，也说有寄生电感。那么它们到底是怎么来的呢？

  为了搞清这样的一个问题，我查了一些资料，结合自己的思考，把我的想法分享给大家。

  首先，要解决上面的问题，咱们必须得认认真真地对待下电感的定义是什么这样的一个问题了，这里要区别下我们用的电感这一元器件，我们想说的是电感的广义定义，不仅仅是刻意做出的器件，还包括无意中形成的电感。

  定义：电感是闭合回路的一种属性，是一个物理量。当电流通过线圈后，在线圈中形成磁场感应，感应磁场又会产生感应电动势来通过线圈中的电流。这种电流与线圈的相互作用关系称为电的感抗，也就是电感。

  有个关键词，就是“闭合回路”，我们见过的电路，基本都是闭合的，不论是直接通过导线直连闭合，还是通过电容耦合过去形成通路。

  然而，这个定义不能让我们理解一些问题。比如，我们大家常常说的引线电感，过孔电感等等。一段引线和过孔等，它们只是构成回路的一部分，然后我们却能通过公式计算出来它们的电感值，说明引线和过孔的电感是固定的，它与回路的其它部分没关系。我们如何理解这种回路的局部电感呢？

  电流流过导线，会在导线的周围产生磁场。当导线电流变化时，这个磁场也会变化，变化的磁场会产生电场，这个电场将阻碍电流的变化，而阻碍电流变化的这种能力，就能够理解为电感，因为导线是回路的一部分，所以这部分电感称之为局部电感。

  本来写到这里，也差不多能扯明白寄生电感，直导线电感怎么来的。不过，我相信，你现在觉得上面这些都是理所当然的，过个两天，又一切归于0。这几句话更像是结论，并不知道是怎么来的，头脑里面也不好建立一个图像场景。

  为了更为清晰的理解，于是我又多想了，而且产生了新的问题：貌似我记得麦克斯韦方程组说了，变化的磁场产生的电场是环形电场的，怎么到这了变成了沿着导线了方向了呢？麦克斯韦那是不可能错的了，上图的作者都出书了，也不会出错吧。

  为了搞清楚，我又只能去翻翻麦克斯韦方程组了，这个方程组说实话，看了好多遍，看了忘，忘了看，不过好在，多看几次，在似懂非懂的道路上，向懂的方向不断进步。

  这里主要用到麦克斯韦方程组里面，磁生电的那一个公式，方程式子我就不列了（原因你懂的）。意思就是，任意取一个曲面，如果里面通过的磁感线数量发生明显的变化，那么会在这个曲面感生出电场。示意图如下（图片来源于：长尾科技）：

  知道了这些，那么上面那个问题（产生的电场是环形电场的，怎么到这了变成了沿着导线了方向了呢）就容易明白了，理解过程如下图……

  我的目的是想学习和了解微电网中逆变器的并联操控方法，经过一段时间的查阅文献，我了解到目前并联控制的实现在文献中出现频次较高的方法是：一种是下垂控制和输出增加虚拟阻抗的方法，使得输出阻抗呈感性来优化并联性能，另外一种是虚拟同步发电机VSG的方法，引入VSG的惯性环节来优化并联性能。

  在之前的推文中我更新了下垂控制的基本实现，可见：《基于下垂控制的逆变器并联的原理，实现和仿线》，在这里我是把逆变器当作可控电压源用来简化分析。但为了能建立完整的逆变器并联分析调试模型，我需要先把逆变器的闭环控制实现，最后再把功率潮流控制和逆变器闭环控制的模型结合起来，也就是微网中常见三环操控方法：功率电压电流。

  使用dq坐标坐标系来简化闭环控制设计，下图是参考文献1 提出的dq坐标系的离网逆变器的双闭环控制模型，可以很容易的搭建闭环控制：

  控制实现，下图中的e_D/e_Q是逆变器输出侧的电压，i_D/i_Q是逆变器的电感电流，使用外环控制逆变器的e_DQ，内环控制逆变器的电感电流i_DQ，内环输出控制dq根据theta转为abc，再经过SVM调制后输出到PWM模块。

  PWM部分使用载波上下叠层调试，具体实现可见：《T型三相三电平整流器的控制实现和仿真》

  至于使用dq控制最关键的theta，是使用的ramp来实现，后面做三环控制时，这里会作为关键的控制变量，这个我们第三篇再聊。